現代功率模塊及器件應用技術（2）
Ulrich Nicolai, Tobias Reimann 著 李毅，魏宇浩 譯
（賽米控國際公司）
2 續流和緩沖二極管
2.1 對續流和緩沖二極管的要求
現代的快速開關器件要求采用快速的二極管作為續流二極管。在每一次開關的開通過程中，續流二極管由導通切換到截止狀態。這一過程要求二極管具有軟恢復的特性。但是，在很長一段時期里，忽視了快速二極管的作用，使得開關器件工作頻率的提高受到了限制。在過去的幾年中，它又受到了高度的重視，特別是通過改善它的反向恢復特性而得到了長足的發展。
2.1.1 反向阻斷電壓和正向通態電壓
由反向阻斷電壓VR的定義可以知道，二極管在該電壓值時的漏電流不得大于臨界值IR，如圖11所示。
圖11 二極管反向和正向電壓的定義
生產商提供的參數表中的數值為溫度等于25℃時的值。當溫度變低時，反向阻斷能力下降。例如，對于一個1200V的二極管來說，它的下降率為1.5V/K。如果在低于室溫的情況下運行，這一點在設計線路時應引起特別的注意。
當溫度高于室溫時，反向阻斷電壓相應上升，但漏電流也同時上升。所以，通常參數表中還會給出高溫（125℃或150℃）下的漏電流值。
正向通態電壓VF表示了在給定電流的情況下，二極管在導通狀態下的電壓降應小于某給定的臨界值。一般說來，這個值是在室溫下測得的，但決定系統損耗的主要因素之一卻是高溫時的正向通態電壓。所以，在所有的參數表中又給出了它對溫度的依賴性。
2.1.2開通特性
在二極管進入導通狀態的過程中，電壓首先升至VFRM，即可重復的正向峰值電壓，然后才降至正向通態電壓的水平。圖12給出了目前通用的有關VFRM和開通時間tfr的定義。
圖12 功率二極管的開通特性
但對于用在IGBT中的續流和緩沖二極管來說，這個定義并不能說明多少問題，因為
1）開通電流的上升率di/dt會很高，以至于象一個1700V二極管的VFRM會達到200～300V。這個數值已是VF的100倍以上。
2）實際應用過程中，二極管是由截止進入導通，由此產生的VFRM要比由零電壓進入導通狀態高出許多。
對于緩沖二極管來說，因為緩沖電路只有在二極管導通之后才能發揮作用，所以較低的VFRM是它最重要的指標之一。
即使對于反向阻斷電壓大于1200V的續流二極管來說，可重復的正向峰值電壓也有著重要的作用。在IGBT關斷時，線路的寄生電感會感應出一個電壓尖峰，這個電壓尖峰疊加于續流二極管的VFRM之上，二者之和可能導致過電壓。
2.1.3 關斷特性
在二極管由導通進入截止狀態的過程中，它內部所存儲的電量必須被釋放掉。這個過程導致了二極管的電流反方向流動。這一反方向電流的波形可以用反向恢復特性來描述。
圖13表示了一個最簡單的測量線路，S代表一個理想開關，IL為一個電流源，Vk是一個用于換流的電壓源，Lk是換流電路中的電感。
圖13 表示了一個簡單的測量線路
當合上開關S后，一個軟恢復二極管的電流和電壓曲線如圖14所示。
圖14 軟恢復二極管的反向恢復過程的電流和電壓特性
換流速度di/dt是由電壓和電感決定的，即
（7）
在t0時刻，電流到達零點。在tw時刻，二極管開始承受反向電壓。此刻，在二極管的pn結內，所有的載流子都得到清除。在tirm時刻時，反向電流達到最大值IRRM。在tirm之后，電流逐步衰減至其漏電流值。它的軌跡完全由二極管所決定。如果衰減過程很陡，稱之為剛性恢復特性；如果衰減過程很緩慢，則稱之為軟性恢復特性。
反向恢復時間定義為trr，從t0開始到電流衰減至IRRM的20％時結束。如圖14所示，將trr細分為tf和ts，則可以得到一個用來定性描述二極管的反向恢復特性的系數，即軟性系數
s=
（8）
圖15示出了一個準實用的測量線路。
圖15 用于降壓變換器中測量反向恢復特性的準實用斬波電路（雙脈沖運行）
換流速度di/dt可由開關器件的柵極電阻來調節。Vk是直流母線電壓，在電容、IGBT和二極管之間的導線上存在寄生電感。圖16顯示了應用雙脈沖情況下IGBT的驅動信號和IGBT以及二極管的電流波形。當關斷IGBT時，負載電流由IGBT切換至二極管，從而展示出二極管在該時期的恢復特性。而在開通IGBT時，IGBT也接續續流二極管的反向恢復電流。圖17用較高的時間分辯率顯示了這一過程。圖17（a）表示了IGBT的電流和電壓波形以及開通過程中的損耗；圖17（b）則顯示了二極管的電流和電壓波形以及損耗。
圖16 雙脈沖運行條件下的驅動信號以及IGBT和續流二極管的電流波形（電路見圖15）
（a）IGBT的開通過程
（b）續流二極管的關斷過程
圖17 圖15所示電路的電流、電壓和功率損耗
圖18 不同開關特性的二極管的換流峰值電壓與正向通態電流的關系
當IGBT接續續流二極管的反向峰值電流時，它的電壓還處于直流母線電壓〔在圖17（a）中為1200V〕的水平上。此刻IGBT的開通損耗為最大值。二極管的反向恢復特性可以進一步細分為兩個部分。
1）第一部分為電流上升至反向恢復電流的峰值階段以及其后的按照di/dt速率的下降過程。對于一個軟恢復二極管來說，dir/dt和di/dt的值大致相當，而反向恢復電流的峰值IRRM對開關器件的沖擊則最大。
2）第二部分為拖尾電流部分，即反向恢復電流緩慢衰減至零的過程。在此過程中，trr不再具有明顯的意義。因為，此時二極管上已具有電壓，所以二極管內損耗的主要部分產生于拖尾過程。對于一個剛性的、不含拖尾電流的二極管來說，盡管它的開關損耗很低，可在實際中還是無法被應用。對于IGBT來說，因為，它的電壓在拖尾階段已經降至很低，所以，拖尾電流對IGBT的損耗影響并不大。
在實際應用中，與IGBT的開關損耗相比，二極管的損耗要低得多〔在圖17（b）中，采用了與圖17（a）中IGBT損耗相同的尺度來顯示二極管的損耗〕。因此，若要使IGBT和二極管的損耗之和保持較小，則應盡量減小反向恢復電流的峰值，同時，將大部分存儲電荷保留至拖尾階段再釋放。這一設計理念的實現由二極管所能散發的最大開關損耗所限定。所以，就一個二極管對整體損耗的影響來說，最重要的參數就是其反向峰值恢復電流IRRM，它應當盡可能地小。
讓我們來看一個典型的電力電子線路，例如，置于一個模塊內的直流斬波器。它的寄生電感Lσges約在40nH左右，起著降低過電壓的作用。因為，理想的開關并不存在，所以，在二極管反向恢復期間，IGBT的電壓會有所降落。實際測得的電壓值為
－V(t)=－Vk－Lσges
＋VCE(t)（9）
式中：VCE(t)是加在IGBT上電壓的瞬時值。
對于一個典型的軟恢復二極管來說，在電流上升速率不太高（≤1500A/μs）以及寄生電感為最小的情況下，電壓v(t)在任一時刻都小于Vk，不存在電壓尖峰。
圖18顯示了用這個方法來描述恢復特性的一個例子。在圖18中所示的條件下，讓我們來比較兩種二極管的過電壓。其中一種的載流子壽命是用鉑擴散的工藝來調節，通過降低p發射極的效率來獲得軟恢復特性；另一種是CAL二極管。在額定電流（75A）時，鉑擴散的二極管同CAL二極管具有相同的軟特性。但在電流較小時，由于前者的開關特性過于剛性，因而產生了過電壓，其最大值在10％的額定電流時可能會大于100V。在電流更小時，由于所應用的IGBT的開關更慢，過電壓也再度減小。CAL二極管則在所有這些情況下均不會出現明顯的過電壓。
2.1.4 對續流二極管在整流和逆變運行中的要求
在采用IGBT或MOSFET的變流器中，對續流二極管的要求取決于它是工作在整流還是逆變狀態下。即使在傳遞相同功率的情況下，兩種工作狀態下的損耗也不盡相同。
逆變運行的特征是能量由直流電壓母線端流向交流端。也就是說，交流端和一個用戶相連接并給其供電（例如，三相交流電機）。
而在整流運行狀態下，能量由交流端流向直流電壓母線端。在這種情況下，變流器是作為一個斬波整流器工作在電網端或發電機端。
在傳遞相等功率的條件下，功率半導體內不同的損耗主要由在整流和逆變運行期間交流端電壓和電流基波之間的相位所決定。這一點可以用圖19所示的基本電路來做進一步的說明。
（a）基本電路
（b）相關波形
圖19 采用IGBT和續流二極管的逆變器的一相基本電路
我們可以看到：
1）如果Vout為正和iL>0電流通過S1；
2）如果Vout為負和iL>0電流通過D2；
3）如果Vout為正和iL<0電流通過D1；
4）如果Vout為負和iL<0電流通過S2。
所以，在給定了電流的有效值的情況下，IGBT和續流二極管中出現的導通損耗由電壓和電流基波之間的功率因數以及變流器的調制度m（決定了占空比）所決定。
在逆變運行時存在著0(<=)mcosφ(<=)1的關系。如果mcosφ=1，則功率半導體的損耗到達了其極限情況。在該條件下，導通損耗以及IGBT的總損耗都達到最大值，二極管的損耗則達到最小值。
在整流運行時存在著0(>=)mcosφ(>=)－1的關系。在mcosφ=－1時，功率半導體的損耗到達了其極限情況。在該條件下，導通損耗以及IGBT的總損耗都達到最小值，二極管的損耗則達到最大值。
將此理論應用于圖19，則該情況剛好出現在斬波整流器僅僅從電網吸收純有功功率時（就電流基波而言）。此時，電網的星形中點應該與直流母線電壓的中點相連。圖20繪出了上述關系。
（a）通態損耗
（b）開關損耗
圖20 電壓型逆變器中IGBT和續流二極管的開關與通態損耗
在給定直流母線電壓和交流電流有效值的情況下，器件的開關損耗只與開關頻率有關，兩者之間呈線性關系。
市場上大量的帶有續流二極管的IGBT和MOSFET模塊，就其在額定電流下可散發的損耗而言，是為逆變工作狀態而設計的（例如cosφ=0.6～1）。由于在此工作狀態下二極管的通態損耗以及總損耗遠比IGBT要低，所以，二極管損耗的設計值也遠低于IGBT〔IGBT/二極管損耗設計比約為（2～3）：1〕。
因此，在設計斬波整流器時，若其功率和相應的斬波逆變器相等，則建議使用電流等級高一檔的功率模塊。
例如，某傳動系統功率流為電網（400V/50Hz）→斬波整流器（fs=10～12kHz）→直流母線→斬波→逆變器（fs=10～12kHz）→三相交流電機（400V/50Hz/22kW），則
1）斬波整流器采用1200V/100A（Tc=80℃）的標準IGBT半橋模塊；
2）斬波逆變器采用1200V/75A（Tc=80℃）的標準IGBT半橋模塊。
如果功率模塊本身就帶有加強的二極管，則此區分便無必要。
2.2 快速功率二極管的構造
我們需要區分二極管的兩種主要形式，即肖特基二極管和pin二極管。
在肖特基二極管中，金屬－半導體之間的接觸面構成了阻斷型的pn結。與pin二極管不同，pn結沒有由擴散而形成的勢壘。因此，如果n－區很薄，則它的通態壓降比任何一個pin二極管都小。在從導通進入截止狀態的過渡過程中，理論上僅需對空間電荷區充電。所以，此類二極管適用于很高的頻率（>100kHz）。但是，這一優點只限于當電壓小于約100V（目前最高可以達到250V）時。因此，肖特基二極管適合被用作MOSFET的續流二極管。另一方面，當設計的耐壓較高時，則
1）通態電壓迅速增加，原因是基極寬度WB增加，以及僅存在一種載流子（單極型）；
2）截止漏電流迅速增加，有可能造成溫升失衡。
因此，當電壓大于100V時，pin二極管開始顯示出其優越性。對于目前生產的二極管來說，它的中間部分不再是i（本征的），而是相對于邊緣區來說，其濃度要低很多的n型半導體。在采用外延生長技術的pin二極管中〔圖21（b）〕，首先在一塊高濃度的n＋襯底上分流出一個n－區（外延生長），然后再擴散p區。用此方法，基極的寬度WB可以被調節至極低，直至數個μm；同時硅片又具有足夠的厚度，使得生產中的成品率很高。通過引入再結合中心（多采用金擴散的工藝）的方法，可以實現非?？斓亩O管，同時由于它的WB很小，通態電壓仍然可以很低。當然，通態電壓總是大于pn結的擴散勢壘（0.6～0.8V）。外延生長式的二極管的主要應用范圍在100～600V之間。有些制造商還實現了耐壓為1200V的外延生長型二極管。
從600V開始往上，n－區已經較寬，以至于可以采用擴散工藝來生產pin二極管〔圖21（c）〕。在一塊n－襯底上分別擴散入p和n＋區。同樣，為了調整續流二極管的動態特性，需要引入再結合中心。
（a）肖特基二極管
（b）外延生長式二極管
（c）擴散式二極管
圖21 二極管的結構及濃度剖面示意圖
2.3 快速功率二極管的串聯和并聯
2.3.1 串聯
串聯的二極管電路如圖22所示。在串聯時，需要注意靜態截止電壓和動態截止電壓的對稱分布。
圖22 用于快速二極管串聯的RC電路
在靜態時，由于串聯各二極管的截止漏電流的制造偏差，導致具有最小漏電流的二極管承受了最高的電壓，甚至達到擎住狀態。但是，只要二極管具有足夠的擎住穩定性，則無必要采用并聯均壓電阻。只有當截止電壓>1200V的二極管串聯時，才有必要外加并聯均壓電阻。
假設截止漏電流不隨電壓變化，同時忽略電阻的誤差，則對于n個給定截止電壓Vr的二極管的串聯電路，我們可以得到簡化計算并聯電阻的式（10）。
R<
（10）
式中：Vm是串聯電路中電壓的最大值；
ΔIr是二極管漏電流的最大偏差，條件是運行溫度為最大值。
做一個充分安全的假設，即
ΔIr=0.85Irm（11）
式中：Irm是由制造商所給定的。
利用以上估計，電阻中的電流大約是二極管漏電流的6倍。
經驗表明，當流經電阻的電流約為最大截止電壓下二極管漏電流的3倍時，該電阻值便是足夠的。但即使在此條件下，電阻中仍會出現可觀的損耗。
動態的電壓分布不同于靜態的電壓分布。如果一個二極管pn結的載流子消失得比另外一個要快，那么它也就更早地承受電壓。
如果忽略電容的偏差，那么在n個給定截止電壓Vr的二極管相串聯時，我們可以采用簡化計算并聯電容的式（12）。
C>
（12）
式中：ΔQRR是二極管存儲電量的最大偏差。
做一個充分安全的假設，即
ΔQRR=0.3QRR（13）
條件是所有的二極管均出自于同一個制造批號。ΔQRR由半導體制造商所給出。除了續流二極管關斷時出現的存儲電量之外，在電容中存儲的電量也同樣需要由正在開通的IGBT來接續。根據上述設計公式，我們發現總的存儲電量值可能會達到單個二極管的存儲電量的2倍。
一般來說，續流二極管的串聯電路并不多見，原因在于存在下列附加的損耗源：
1）pn結的n重擴散電壓；
2）并聯電阻中的損耗；
3）需要由IGBT接續的附加存儲電量；
4）由RC電路而導致的元件的增加。
所以，在高截止電壓的二極管可以被采用時，一般不采用串聯方案。
唯一的例外是當應用電路要求很短的開關時間和很低的存儲電量時，這兩點正好是低耐壓二極管所具備的。當然，此時系統的通態損耗也會大大增加。
2.3.2 并聯
并聯并不需要附加的RC緩沖電路。重要的是在并聯時通態電壓的偏差應盡可能小。
判斷二極管是否適合并聯的一個重要參數是其通態電壓對溫度的依賴性。如果通態電壓隨溫度的增加而下降，則它具有負的溫度系數，這對于損耗來說，是一個優點。如果通態電壓隨溫度的增加而增加，則溫度系數為正，在典型的并聯應用中，這是一個優點，其原因在于，較熱的二極管將承受較低的電流，從而維持系統的穩定。因為，二極管總是存在一定的制造偏差，所以，在二極管并聯時，一個較大的負溫度系數（>2mV/K）則有可能產生溫升失衡的危險。
并聯的二極管會產生熱耦合，通路是：
1）在多個芯片并聯的模塊中通過基片；
2）在多個模塊并聯于一塊散熱片時通過散熱器。
不同類型二極管的通態電壓對溫度的依賴性如圖23所示。
（a）溫度系數為負時
（b）在額定電流以上溫度系數為正時
圖23 不同類型二極管的通態電壓對溫度的依賴性
一般對于較弱的負溫度系數來說，這類熱耦合足以避免具有最低通態電壓的二極管走向溫升失衡。但對于負溫度系數值大于2mV/K的二極管，我們則建議降額使用，即總的額定電流應當小于各二極管額定電流的總和。（未完待續）