Ulrich Nicolai, Tobias Reimann著 李毅，魏宇浩 譯
（賽米控國際公司）
0 引言
最近20年來，功率器件及其封裝技術的迅猛發展，導致了電力電子技術領域的巨大變化。當今的市場要求電力電子裝置要具有寬廣的應用范圍、量體裁衣的解決方案、集成化、智能化、更小的體積和重量、效率更高的芯片、更加優質價廉、更長的壽命和更短的產品開發周期。在過去的數年中已有眾多的研發成果不斷提供新的、經濟安全的解決方案，從而將功率模塊大量地引入到一系列的工業和消費領域中。
因此，有必要就功率模塊的應用技術，如選型、驅動、保護、冷卻、并聯和串聯以及軟開關電路等，進行一次全面的系列介紹。
1 IGBT和MOSFET功率模塊
1.1 應用范圍
如圖1所示，當前眾多的電力電子電路可由功率MOSFET或IGBT來實現。從上世紀80年代開始，它們先后出現于市場。與傳統的晶閘管相比，它們具有一系列的優點，如可關斷的特性（包括在短路狀態下）、不需要緩沖網絡、控制單元簡單、開關時間短、開關損耗低等。
圖1 功率半導體的應用范圍
現在，電力電子技術不斷地滲透到新的應用領域中，這首先歸功于IGBT和功率MOSFET的迅速發展。同時，它們的應用在其現有的領域內也在不斷地深化。數年前，高耐壓雙極型功率晶體管還被廣泛地應用著。而現在只能在少數例外情況下發現它的蹤影，其位置已幾乎完全被IGBT所取代。
在電流達數十A或以上的應用中，功率MOSFET及IGBT大多為含有硅芯片的絕緣式功率模塊。這些模塊含有一個或數個晶體管單元，以及和晶體管相匹配的二極管（續流二極管），某些情況下還含有無源元件和智能部分。
雖然功率模塊存在僅能單面冷卻的缺點，但它還是被廣泛地應用于大功率電力電子技術中，與同期問世的平板式IGBT/二極管器件一爭高低。盡管平板式器件在雙面冷卻的條件下可以多散發約30％的熱損耗，但功率模塊仍然受到用戶廣泛的歡迎。其原因除了安裝簡易外，還在于模塊的芯片和散熱器之間的絕緣、其內部多個不同元器件的可組合性、以及由于大批量生產而導致的低成本。
在當今的市場上，盡管各種有競爭性的功率器件都在不斷地發展，但是IGBT模塊卻穩穩勝出，它的功率范圍也在不斷延伸。目前生產的IGBT模塊已具有了65kV、4.6kV、3.3kV和2.5kV的正向阻斷電壓。以此為基礎，MW級的、電壓至6kV的變流器（采用IGBT串聯的電路）已經出現。
另一方面，MOSFET則被應用于越來越高的頻率范圍。今天，使用合適的電路拓撲與封裝技術，已經可以在500kHz以上實現較大的電流。
IGBT和MOSFET模塊已經成為集成電子系統的基本器件，同時也正在成為集成機電系統的基本器件。
1.2 結構和基本功能
下面所述的功率MOSFET和IGBT均指n溝道增強型，因為，它代表了構成功率模塊的晶體管的主流。
在一個正向的驅動電壓作用下，一塊p導通型的硅材料會形成一個導電的溝道。這時，導電的載流子為電子（多子）。在驅動電壓消失后，該器件處于截止狀態（自截止）。
在大多數情況下，人們采用圖2和圖4所示的垂直式結構。在這里，柵極和源極（MOSFET）或發射極（IGBT）均位于芯片上表面，而芯片底面則構成了漏極（MOSFET）或集電極（IGBT）。負載電流在溝道之外垂直通過芯片。
在圖2所示的功率MOSFET和圖4所示的IGBT具有平面式柵極結構，也就是說，在導通狀態下，導電溝道是橫向的（水平的）。
平面柵極（在現代高密度晶體管中更發展為雙重擴散柵極）仍是目前功率MOSFET和IGBT中占統治地位的柵極結構。
平面式MOSFET和IGBT結構是從微電子技術移植而來的，其漏極或集電極由n＋（MOSFET）或p＋（IGBT）井區構成，位于芯片表面。負載電流水平地流經芯片。借助于一個氧化層，n區可以與襯底相互隔離，從而有可能將多個相互絕緣的MOSFET或IGBT與其他結構一起集成于一個芯片之上。
由于平面式晶體管的電流密度僅能達到垂直式結構的30％，因而明顯地需要更多的安裝面積，所以，它們主要被用在復雜的單芯片電路中。
從構造上來看，功率MOSFET（圖2）以及IGBT（圖4）由眾多的硅微單元組成。每cm2芯片上的單元數可達8.2×105（最新的耐壓為60V的MOSFET）以及1×105（高耐壓IGBT）。
圖2、圖4顯示了MOSFET和IGBT具有相似的控制區結構。
n－區在截止狀態下構成空間電荷區。p導通井區被植入其內，它在邊緣地帶的摻雜濃度較低（p－），而在中心地帶則較高（p＋）。
在這些井區里存在著層狀的n＋型硅，它們與源極端（MOSFET）或發射極端（IGBT）的金屬鋁表面相連。在這些n＋區之上，先是植入一層薄的SiO2絕緣層，然后再形成控制區（柵極），例如采用n＋型多晶硅材料。
當一個足夠高的正向驅動電壓被加在柵極和源極（MOSFET）或發射極（IGBT）之間時，在柵極下面的p區將會形成一個反型層的（n導通溝道）。經由這個通道，電子可以從源極或發射極流向n－漂移區。
直至n－區為止，MOSFET和IGBT具有類似的結構。它們出現在第三極區，從而決定了各自不同的性能。
1.2.1 Power MOSFET
圖2清楚地顯示了一個n溝道增強型垂直式結構的功率MOSFET的結構和功能。圖2中的柵極結構為平面式。
(a)MOSFET單元及其導通時的電荷流動方向(b)通用電氣符號
圖2 功率MOSFET（西門子公司的SIPMOS）
在MOSFET中，上述的層狀結構是在一塊n＋導通型的硅基片上采用外延生長、植入、擴散等方法來實現的。硅基片的背面形成了漏極。
當電壓在漏極和源極之間產生一個電場時，流向漂移區的電子會被吸引至漏極，空間電荷會因此而縮小。同時，漏源電壓下降，主電流（漏極電流）得以流動。
因為，在漂移區內形成電流的電子全部是多子，所以，在高阻的n－區內不會出現兩種載流子的泛濫。因此，MOSFET是一個單極型器件。
在低耐壓的MOSFET器件中，微單元的電阻約占MOSFET的通態電阻的5％～30％。而對于高截止電壓的MOSFET來說，其通態電阻的約95％由n－外延區的電阻所決定。
因此，通態壓降
VDS(on)=IDRDS(on)（1）
式中：ID為漏極電流；
RDS(on)為通態電阻。
RDS(on)=kV(BR)DS（2）
式中：k為材料常數，當芯片面積為1cm2時，k=8.3×10－9A－1；
V（BR）DS為漏源正向擊穿電壓。
對于現在市場上的MOSFET來說，當它的截止電壓大于200～400V時，其通態壓降的理論極限值總是大于同等大小的雙極型器件，而其電流承載能力則小于后者。
另一方面，僅僅由多子承擔的電荷運輸沒有任何存儲效應，因此，很容易實現極短的開關時間。當然，在芯片尺寸很大的器件中（高耐壓/大電流），其內部電容充放電所需的驅動電流會相當大，因為，每cm2的芯片面積上的電容約0.3μF。
這些由MOSFET的物理結構所決定的電容是其最重要的寄生參數。圖3表示了它們的起源和等效電路圖。表1解釋了圖3中各種寄生電容和電阻的起源和符號。
（a）單元結構內的寄生元件
（b）帶有寄生元件的等效電路
圖3 功率MOSFET的單元及其主要寄生元件
表1 MOSFET的寄生電容及電阻
| 符號 | 名稱 | 起源 |
|---|---|---|
| CGS | 柵－源電容 | 柵極和源極的金屬化部分的重疊，取決于柵源電壓，但與漏源電壓無關。 |
| CDS | 漏－源電容 | n－漂移區和p井區之間的結電容，取決于單元面積、擊穿電壓以及漏源電壓。 |
| GGD | 柵－漏電容 | 米勒電容，由柵極和n－漂移區之間的重疊而產生。 |
| RG | 柵極內阻 | 多晶硅柵極的電阻，在多芯片并聯的模塊中，常常還有附加的串聯電阻以削弱芯片之間的振蕩。 |
| RD | 漏極電阻 | n－漂移區的電阻，占MOSFET通態電阻的主要部分。 |
| RW | p井區橫向電阻 | 寄生npn雙極型晶體管的基極－發射極之間的電阻。 |
1.2.2 IGBT
圖4清楚地顯示了一個n溝道增強型垂直式IGBT的結構和功能。圖中的IGBT具有非穿通式NPT（Non Punch Through）結構，柵極為平面式。
（a）IGBT單元及其導通（b）通用電氣時的電荷分布符號
圖4 NPT結構的IGBT
和MOSFET有所不同，在IGBT的n區之下有一個p＋導通區，它通向集電極。
流經n－漂移區的電子在進入p＋區時，會導致正電荷載流子（空穴）由p＋區注入n－區。這些被注入的空穴既從漂移區流向發射極端的p區，也經由MOS溝道及n井區橫向流入發射極。因此，在n－漂移區內，構成主電流（集電極電流）的載流子出現了過盈現象。這一載流子的增強效應導致了空間電荷區的縮小以及集電極－發射極電壓的降低。
盡管同MOSFET的純電阻導通特性相比，IGBT還需加上集電極端pn結的開啟電壓，但對于高截止電壓的IGBT器件來說（從大約400V起），因為，高阻的n－區出現了少子增強效應，所以，器件的導通壓降仍比MOSFET要低。這樣，在相同的芯片面積上，IGBT可以設計的電流比MOSFET更大。
另一方面，在關斷期間和隨后產生的集電極電壓的上升過程中，還來不及被釋放的大部分p存儲電荷Qs必須在n－區內被再復合。Qs在負載電流較小時幾乎呈線性增長，而在額定電流以及過電流區域則由以下指數關系所決定：
Qs～I0.8～1當電流小于額定電流時；
Qs～I0.5當電流等于或大于額定電流時；
Qs～V(BR)CE2～2.7。
存儲電荷的增強與耗散引發了開關損耗、延遲時間（存儲時間）、以及在關斷時還會引發集電極拖尾電流。
目前，除了圖4所顯示的非穿通結構之外，穿通型結構（PT=Punch Through）的IGBT也得到了應用。最初的IGBT就是基于后者而形成的。
兩種結構的基本區別在于，在PT型IGBT的n－和p＋區之間存在一個高擴散濃度的n＋層（緩沖層）。另外，兩者的制造工藝也不同。
在PT型IGBT中，n＋和n－層一般是在一塊p型基片上外延生長而成。而NPT型IGBT的基本材料是一塊弱擴散的n型薄硅片，在其背面植入了集電極端的p＋區。兩種IGBT的頂部結構相同，均為平面式的MOS控制區。
圖5比較了兩種IGBT的構造及其正向截止狀態下的電場強度分布。
（a）PT型IGBT
（b）NPT型IGBT
圖5 IGBT的結構及基正向截止狀態下的電場強度分布
對于一個PT型IGBT或者IGET（E：外延生長式結構Epitaxial structure）來說，在正向截止狀態下，空間電荷區覆蓋了整個n－區。為了使生長層即使在高截止電壓下還是盡可能的薄，在n－漂移區的結尾處，其電場強度需要用高擴散濃度的n＋緩沖層來減弱。
反之，對于NPT型IGBT或IGHT（H：同質式結構Homogenous structure）來說，它的n－漂移區具有足夠的厚度，以至于可以吸收在正向截止狀態下最大截止電壓的場強。因此，在允許的工作范圍內，電場延伸至整個n－區之外的現象（穿通）是不會發生的。
為了進一步描述IGBT的功能以及PT和NPT型器件的不同特性，有必要來觀察由IGBT結構而導出的等效電路〔圖6（b）〕。類似于圖3，可得到圖6中所示的寄生電容和電阻的起源與符號，如表2所列。
（a）單元結構內的寄生元件
（b）帶有寄生元件的等效電路
圖6IGBT（NPT結構）的單元及其主要寄生元件
表2 IGBT的寄生電容及電阻
| 符號 | 名稱 | 起源 |
|---|---|---|
| CGE | 柵極－發射極電容 | 柵極和發射極的金屬化部分的重疊，取決于柵極－發射極電壓，但與集電極－發射極電壓無關。 |
| CCE | 集電極－發射極電容 | n－漂移區和p井區之間的結電容，取決于單元的表面積、漏源擊穿電壓以及漏源電壓。 |
| GGC | 柵極－集電極電容 | 米勒電容，由柵極和n－漂移區之間的重疊而產生。 |
| RG | 柵極內阻 | 多晶硅柵極的電阻，在多芯片并聯的模塊中，常常還有附加的串聯電阻以削弱芯片之間的振蕩。 |
| RD | 漂移區電阻 | n－漂移區的電阻（pnp晶體管的基極電阻）。 |
| RW | p井區橫向電阻 | 寄生npn雙極型晶體管的基極－發射極之間的電阻。 |
撇開器件內部的電容和電阻不談，IGBT的等效電路含有同樣存在于MOSFET結構中的理想MOSFET，以及一個寄生npn晶體管，即n＋發射區（發射極）/p＋井區（基極）/n漂移區（集電極）。在這個寄生結構里，位于發射極之下的p＋井區的電阻被視為基極－發射極電阻RW。此外，下列區域組合構成了一個pnp晶體管，即p＋集電極區（發射極）/n－漂移區（基極）/p＋井區（集電極）。這個pnp晶體管與上面的npn晶體管一起構成了一個晶閘管結構。
這一寄生晶閘管的鎖定效應（Latch up）可能會出現于導通狀態（前提是某臨界電流密度被超過，該臨界值隨芯片溫度的增加而減?。?，也可以在關斷時發生（動態鎖定，由比通態運行時更高的空穴電流所引起）。后者發生的條件是式（3）被滿足
M(αnpn＋αnpn)=1（3）
式中：M為乘法系數；
αpnp，αnpn=αTγE，為單只晶體管的共基極電流增益，
αT為基極傳輸系數；
γE為發射極效率。
鎖定的出現會導致IGBT失控，直至損壞。
對于當代的IGBT，采用下述的設計措施，可以在所有允許的靜態和動態運行條件下有效地防止鎖定效應的出現。例如，通過合理的設計，在關斷時動態鎖定所需的電流密度可達額定電流的15倍之多。
為此，晶體管的基極－發射極電阻可以通過下列措施減到如此的小，以至于在任何允許的運行狀態下，都不可能達到該npn晶體管的基極－發射極二極管的開啟電壓。這些措施是，
1）增強直接在n發射極下p＋井區的擴散濃度；
2）縮短n發射極的尺寸。
此外，通過調節pnp晶體管的電流放大倍數，使其空穴電流（npn晶體管的基極電流）被維持得盡可能小。當然，在這里需要兼顧開關特性、耐沖擊性，以及通態特性，達到一個較好的折衷。后者也在某種程度上被pnp晶體管的設計所決定。
這一折衷方案在PT型和NPT型IGBT中有著不同的實現方式。
在PT型IGBT中，從p＋區到n－漂移區的空穴注入效率（發射極效率）很高，原因是它的襯底相對來說較厚。它的pnp電流放大系數只能通過調節基極傳輸系數（n－漂移區，n＋緩沖區）來降低。為此，n區的載流子壽命可以通過附加的再復合中心（例如，采用金元素擴散或電子輻射工藝）來降低。其空穴電流約占總電流的40％～45％。
NPT型IGBT則與之不同，其集電極端的p發射極區是通過植入方式而形成的，明顯地薄于PT型IGBT的襯底。因此，在生產硅片時，擴散濃度在材料上的分布可以很容易地被精確調節。這一極薄的p＋層保證了pnp晶體管的發射極效率較低（γE=0.5），以至于再也沒有必要采用降低載流子壽命的方法來減小基極的傳輸系數。其空穴電流約占總電流的20％～25％。
同PT型IGBT相比，NPT型IGBT的發射極效率較小，載流子壽命較長，且參數可以被更精確地控制。它的優點如下：
1）正向導通電壓具有正溫度系數（并聯時自動地靜態均流）；
2）關斷時的拖尾電流較小，但部分情況下時間較長，在Tj=125℃時關斷損耗較低，（在硬關斷時）開關時間較短以及開關損耗較低；
3）開關時間與開關損耗（在Tj=125℃時）以及拖尾電流對溫度的依賴性明顯較低；
4）在過載時對電流的限制作用較好，因而具有較高的過載能力。
與PT型IGBT所采用的外延生長式襯底相比，目前作為NPT型IGBT基本材料的同質n－基片的生產更容易一些，前提是要具備處理極薄硅片的能力。
1.3 靜態特性
MOSFET和IGBT模塊的輸出特性如圖7所示。第一象限顯示模塊可以承受高截止電壓和關斷大電流。對于第一象限的阻斷特性來說，更為精確一點的定義應該是“阻斷狀態”（類似于晶閘管中的定義），但這一概念在晶體管中極少被用到。在下面，我們將使用正向截止狀態或者（在不引起混淆的情況下）截止狀態這個名稱。
圖7 功率模塊的基本輸出特性
通過控制極的作用，功率MOSFET和IGBT可以由正向截止狀態（圖7中的工作點OP1）轉換至導通狀態（OP2）。在導通狀態下，器件可以通過負載電流。兩種狀態之間的主動區域（放大區）在開關過程中被越過。
不同于理想開關，器件的正向截止電壓與通態電流均為有限值。在正向截止狀態下存在一個殘余的漏電流（正向截止電流），它將在晶體管內引起截止損耗。在導通狀態下，主電路端子之間存在著一個依賴于通態電流的殘余壓降，被稱為通態壓降，它將引起通態損耗。在靜態導通狀態下（不是在開關過程中）的最大通態損耗在輸出特性中由表征通態損耗的雙曲線給出。
第三象限顯示模塊的反向特性，其條件是主電路端子之間被加上一個反向電壓。這一區域的特性由晶體管本身的性能（反向截止型，反向導通型）及功率模塊中的二極管特性（與晶體管串聯或反向并聯）所決定。
1.3.1 功率MOSFET
由上述的原理可以導出如圖8（a）所示的功率MOSFET的輸出特性。
（a）功率MOSFET（n溝道增強型）的輸出特性
（b）轉移特性ID=f(VGS)
圖8 功率MOSFET輸出特性與轉移特性
1.3.1.1 正向截止狀態
當外加一個正的漏源電壓VDS時，若柵源電壓VGS小于柵源開啟電壓VGS(th)，則在漏源之間只有一個很小的漏電流IDSS在流動。當VDS增加時，IDSS也略有增加。當VDS超過某一特定的最高允許值VDSS時，pin結（p＋井區/n－漂移區/n＋外延生長層）會發生鎖定現象（鎖定電壓V(BR)DSS）。這一鎖定電壓在物理上大致對應了MOSFET結構中的寄生npn雙極晶體管的擊穿電壓VCER。該npn晶體管由n源區（發射極）－p＋井區（基極）－n－漂移區/n＋生長層（集電極）構成，如見圖3所示。
由集電極－基極二極管的鎖定現象所引起的電流放大效應，可能會導致寄生雙極晶體管的導通，從而導致MOSFET的損壞。
值得慶幸的是，基極和發射極區幾乎被源極的金屬化結構所短路，在兩區之間僅存在著p＋井區的橫向電阻。
應用各種設計措施，如精細的MOSFET單元、均勻的單元布置、低阻的p＋井區、優化的邊緣結構以及嚴格統一的工藝，先進的MOSFET已經可以實現很小的單元鎖定電流。這樣一來，在嚴格遵守給定參數的情況下，寄生雙極晶體管結構的導通現象基本上可以被防止。所以，對于這一類的MOSFET芯片，可以定義一個允許的鎖定能量EA，分別針對單個脈沖以及周期性的負載（鎖定能量由最高允許的芯片溫度所限定）。
在功率模塊由多個MOSFET芯片并聯而成的情況下，因為不可能取得芯片間絕對的均衡，所以僅允許使用單個芯片所能夠保證的EA最大值。
1.3.1.2 導通狀態
在漏源電壓VDS和漏極電流ID均為正的情況下，正向的導通狀態可分為兩個區域，如圖8（a）中第一象限所示。
1）主動區域 當柵源電壓僅略大于柵極開啟電壓時，溝道內電流的飽和作用將產生一個可觀的壓降（輸出特性的水平線）。此時，ID由VGS所控制。
在圖8（b）中，轉移特性可以借助正向轉移斜率gfs來描述。
gfs=dID/dVGS=ID/(VGS－VGS(th))（4）
在主動區域內，正向轉移斜率隨著ID和源極電壓的增加而增加，并隨芯片溫度的增加而減小。
因為，由多個MOSFET芯片并聯而成的功率模塊只允許在開關狀態下工作，所以，主動區域只是在開通和關斷過程中被經過。
一般來說，制造商不允許此類模塊在主動區域內穩定運行。原因是VGS(th)隨溫度的上升而下降，因此，單個芯片之間小小的制造偏差就有可能引起溫升失衡。
2）電阻性區域 在開關工作狀態下，如果ID僅僅由外電路所決定，就處于被稱為通態的阻性區域。此時的導通特性可以用通態電阻，即漏源電壓VDS和漏極電流ID之商來描述。在大信號區域內，通態電壓遵守式（5）關系。
VDS(on)=RDS(on)ID（5）
RDS(on)依賴于柵源電壓VGS和芯片溫度。在MOSFET通常的工作溫度范圍內，它從25℃～125℃時大約會增加一倍。
1.3.1.3 反向運行
在反向運行時（第三象限），如果VGS小于VGS（th)，則MOSFET會顯示出二極管特性如圖8（a）中的實線所示。這一特性由MOSFET結構中的寄生二極管所引起。集電極－基極的pn結或源漏pn結（反向二極管的雙極型電流）的導通電壓分別決定了MOSFET在反向時的導通特性如圖9（a）所示。
這個雙極性反向二極管可以運行到由MOSFET所給定的電流極限。
然而在實際應用中，這個反向二極管將導致：
1）較大的通態損耗，它與MOSFET本身的損耗一起，必須被散發出去；
2）在MOSFET作為硬開關應用時具有較差的關斷特性，從而限制了MOSFET的應用范圍。
如圖9（b）所示，原則上只要柵源電壓大于柵極開啟電壓，即使漏源電壓為負值，MOSFET的溝道也可以受控至導通狀態。
如果此時的柵源電壓保持在反向二極管的開啟電壓之下（例如，通過并聯一個肖特基二極管），則漏源之間的反向電流就只是單極性的電子電流（多子電流）。這樣一來，它的關斷特性則與MOSFET的關斷特性相同。
反向電流依賴于VDS和VGS，如圖8（a）中的虛線所示。
在圖9（c）中，當溝道是導通時，并且存在著一個導通的雙極式反向二極管時（漏源電壓大于柵極開啟電壓），則會出現兩者相結合的電流運行狀況。與簡單地并聯了一個二極管的MOSFET相比，由于被注入的載流子還可以橫向擴散，從而使得MOSFET的導電能力增加，最終導致通態電壓下降。
（a）當溝道關閉時（雙極型電流）
（b）當溝道受控開通以及VDS為一較小的負值時（單極型電流）
（c）當溝道受控開通以及VDS為一較大的負值時（混合型電流）
圖9 功率MOSFET的反向運行
1.3.2 IGBT
根據前面描述的IGBT的工作原理，可以得到如圖10所示的輸出特性。
（a）IGBT的輸出特性（n溝道增強型）
（b）轉移特性IC=f(VCE)
圖10 IGBT的輸出特性與轉移特性
1.3.2.1 正向截止狀態
與MOSFET的原理相似，當集電極－發射極電壓VCE為正，且柵極－發射極電壓VGE小于柵極－發射極開啟電壓VGE(th)時，在IGBT的集電極和發射極端子之間僅存在著一個很小的集電極－發射極漏電流ICES。ICES隨VCE增加而略微增加。當VCE大于某一特定的、最高允許的集電極－發射極電壓VCES時，IGBT的pin結（p＋井區/n－漂移區/n＋外延生長層）會出現鎖定效應。從物理的角度來說，VCES對應了IGBT結構中pnp雙極式晶體管的擊穿電壓VCER。
出現鎖定現象時，由集電極－基極二極管引起的電流放大效應，可能會導致雙極晶體管的開通，進而導致IGBT的損壞。
值得慶幸的是，基極和發射極區幾乎被金屬化的發射極所短路。它們之間只是被p＋井區的橫向電阻所隔開。
應用多種設計措施，類似于針對MOSFET所采取的措施一樣，IGBT的單元鎖定電流可以維持在一個很低的水平，從而使正向截止電壓能夠獲得較高的穩定性。
1.3.2.2 導通狀態
當集電極－發射極電壓和集電極電流均為正值時，IGBT處于正向導通狀態，可以進一步細分為兩個區域。
1）主動區域 當柵極－發射極電壓VGE只是略大于開啟電壓VGE(th)時，由于溝道電流的飽和效應，溝道會出現一個可觀的壓降（輸出特性中的水平線）。此時，集電極電流跟隨VGE而變化。
類似于MOSFET，用正向轉移斜率gfs來描述圖10（b）所示的轉移特性。
gfs=dIC/dVGE=IC/(VGE－VGE(th))（6）
轉移特性在線性放大區域內的轉換斜率隨集電極電流IC和集電極－發射極電壓VCE的增加而增加，并隨芯片溫度的降低而減小。
在由多個IGBT芯片并聯構成的功率模塊中，這一區域只是在開關過程中被經過。
一般來說，模塊在這一區域中的穩態運行是不被允許的（如同MOSFET模塊一樣）。究其原因，是VGE(th)隨溫度的上升而下降，因此，單個芯片之間小小的制造偏差就可能引起溫升失衡。
2）飽和區域 在開關過程中，一旦IC只是由外部電路所決定，便處于所謂的飽和區域，也被稱作導通狀態（輸出特性中的陡斜部分）。導通特性的主要參數是IGBT的殘余電壓VCEsat（集電極－發射極飽和壓降）。至少對于高截止電壓的IGBT器件來說，由于n－漂移區的少子泛濫，使得IGBT的飽和壓降明顯低于同類型MOSFET的通態壓降。
正如前面所提到過的，PT型IGBT的VCEsat在額定電流區域內隨溫度的升高而下降。而對于NPT型IGBT來說，它則隨溫度的增加而增加。
1.3.2.3 反向特性
在反向運行狀態下，如圖10中第三象限所示，IGBT集電極端的pn結處于截止狀態。因此，與MOSFET不同的是，IGBT不具備反向導通的能力。
盡管IGBT結構中存在著一個高阻的pin二極管，但目前的IGBT的反向截止電壓僅在數十V上下，尤其對于NPT型IGBT來說更是如此。究其原因，是在于設計芯片和它的邊緣結構時，人們著重于追求高的正向截止電壓和優化集電極端口的散熱。
對于某些特殊的，需要IGBT開關承受反向電壓的應用來說，到目前為止全部采用了混合結構，即在模塊中串聯一個快速二極管。
因此，IGBT模塊在靜態反向工作時，它的導通特性只是由外部的或者混合的二極管的特性來決定。（未完待續）